DE102009014480B4

DE102009014480B4 - Verfahren und Dekodierer zum verbesserten Entspreizen gespreizter Datensignale und eine Vorrichtung zur digitalen Kommunikation mit Spreizmodulation

Info

Publication number: DE102009014480B4
Application number: DE102009014480A
Authority: DE
Inventors: Patentinhaber gleich
Original assignee: Individual
Current assignee: Individual
Priority date: 2009-03-23
Filing date: 2009-03-23
Publication date: 2012-03-29
Anticipated expiration: 2029-03-24
Also published as: WO2010108823A1; EP2412104B1; DE102009014480A1; EP2412104A1; US20120082024A1; US8737193B2

Abstract

Verfahren zum Entspreizen eines gespreizten Datensignals (DS), welches mittels einer Spreizsequenz (S) gespreizt ist, die folgenden Schritte umfassend: a) Bilden (103) eines zeitumgekehrten gespreizten Datensignals (DSRev) aus dem gespreizten Datensignal (DS); b) Bilden (104) des komplementären gespreizten Datensignals (DS') aus dem gespreizten Datensignal (DS) durch abwechselnde Multiplikation der Chips des gespreizten Datensignals (DS) mit +1 und –1 und des zeitumgekehrten komplementären gespreizten Datensignals (DSRev') aus dem zeitumgekehrten gespreizten Datensignal (DSRev) durch abwechselnde Multiplikation der Chips des zeitumgekehrten gespreizten Datensignals (DSRev) mit +1 und –1; c) Korrelation (105) des gespreizten Datensignals (DS) mit der Spreizsequenz (S), des zeitumgekehrten gespreizten Datensignals (DSRev) mit der zeitumgekehrten Spreizsequenz (SRev), des komplemplementären Spreizsequenz (S') und des zeitumgekehrten komplementären gespreizten Datensignals (DSRev') mit der zeitumgekehrten komplementären Spreizsequenz (SRev'); und d) Summieren (106) der vier Korrelationen.

Description

Die Erfindung betrifft ein Verfahren und einen Decodierer zum Entspreizen eines Datensignals, welches mittels Spreizsequenzen gespreizt ist, sowie eine Vorrichtung zur digitalen Kommunikation mit Spreizmodulation.
Bei Datenübertragungssystemen, welche ein Codemultiplexverfahren verwenden, wie z. B. CDMA, UMTS, GPS, RFID, WLAN und WIMAX, können mehrere Teilnehmer auf einem Nachrichtenübertragungs-Kanal gleichzeitig Daten übertragen. Damit es dennoch nicht zu Kollisionen kommt, spreizt der Sender die Datensignale der einzelnen Teilnehmer mit jeweils unterschiedlichen Spreizsequenzen (d. h. codiert sie mit einem Spreizcode, bzw. einer Codesequenz), die eine eindeutige Zuordnung der Signale in einem Empfänger ermöglichen. Durch diese Spreizung der einzelnen Datensignale kann die gesamte zur Verfügung stehende Systembandbreite genutzt werden, d. h., die genutzte Bandbreite jedes einzelnen Teilnehmers wird im Frequenzbereich vervielfacht. In praktischen Systemen werden Spreizfaktoren zwischen etwa 10 und 1000 eingesetzt.
Ein Vorteil dieses Verfahrens ist die geringe Anfälligkeit gegenüber Effekten der Mehrwegeausbreitung. Aufgrund der hohen Sendebandbreite wird immer nur ein kleiner Teil des belegten Spektrums von frequenzselektivem Rayleigh-Fading beeinflusst, so dass die typischen Signaleinbrüche wesentlich schwächer sind als bei Schmalbandsystemen. Ein weiterer Vorteil ist die geringe spektrale Leistungsdichte, welche durch den Spreizvorgang abgesenkt wird. Somit ist eine Kommunikation sogar noch unterhalb der Rauschschwelle möglich. Weitere Vorteile sind die geringe Beeinflussung durch Störsignale unterschiedlicher Ursachen (Antijamming), einschließlich der Gleichkanalinterferenz (Antiinterference) durch andere Teilnehmer, und die Wirkung der Spreizsequenz als Verschlüsselung, da die Nachricht im Empfänger nur dann detektiert werden kann, wenn der Spreizcode bekannt ist.
Bei der Spreizung wird das zu übertragende binäre Datensignal mit einer Spreizsequenz, z. B. einer (pseudo-)zufälligen, rauschähnlichen Sequenz (PN-Sequenz), über einen größeren Spektralbereich verteilt. Nach der Modulation auf dieses hochfrequente Trägersignal wird das nunmehr gespreizte Datensignal übermittelt, z. B. über die Antenne abgestrahlt. Der Empfänger demoduliert das gespreizte Datensignal und führt darauf eine Entspreizung mit einem zum Sender synchronen Spreizsignal durch.
Der Empfänger empfängt nicht nur das gespreizte Datensignal des gewünschten Teilnehmers, sondern zusätzliche gespreizte Datensignale von anderen Teilnehmern, die im gleichen Frequenzbereich senden. Durch den Entspreizvorgang im Empfänger wird allerdings nur jenes Datensignal entspreizt und in der Bandbreite verringert, welches die gleichen und synchronen Spreizsequenzen wie der Sender verwendet. Nach dem Entspreizen kann das gewünschte Datensignal leicht mittels eines signalangepassten Filters („Matched Filter”, siehe J. G. Proakis, M. Salehi, Grundlagen der Kommunikationstechnik, Pearson Studium, München, 2004, S. 793–797) herausgefiltert werden.
Der Filter für Spreizsequenzen lässt sich mit der Auto- und Kreuzkorrelationsfunktion (AKF) beschreiben. Diese kann für diskrete Funktionen durch eine Autokorrelationssumme (AKF_k) gebildet werden und gibt die statistische Bindung der Elemente einer Sequenz X_i(k) mit N Elementen an:
wobei der Index k die relative Laufzeitverschiebung der Spreizsequenz (Verschiebung in Anzahl von Subpulsen τ bei der Berechnung der Korrelation; 0 ≤ k ≤ N – 1) zueinander beschreibt; bei idealen Bedingungen ohne Störungen und synchronem Empfang ergibt sich nur bei k = 0 ein Wert ungleich Null der Autokorrelation, welcher dann gerade dem Datensignal entspricht. Andere Werte, sogenannte Nebenmaxima, treten dann nicht auf.
Es existieren Spreizsequenzen deren periodische AKF fast ideal sind, z. B. die M-Sequenzen und Goldfolgen.
Es sind jedoch nicht nur die periodischen Autokorrelationseigenschaften einer Spreizsequenz für die Spreiztechnik relevant. Für Anwendungen in Codemultiplexverfahren sind auch besonders die aperiodischen Autokorrelationseigenschaften für inkohärenten Empfang und die Kreuzkorrelationseigenschaften von großem Interesse. Die Interferenz zwischen zwei verschiedenen gespreizten Datensignalen ist proportional zum Skalarprodukt der beiden Spreizsequenzen. Demnach sollten Spreizsequenzen mindestens orthogonal sein, was bedeutet, dass ihr Skalarprodukt Null ist. Jedoch reicht allein die Orthogonalität nicht aus für Anwendungen, bei denen die Spreizsequenzen nicht synchron gesendet werden oder wenn große Signalverzögerungen durch Mehrwegeausbreitung entstehen können. In diesen Fällen muss auch das Skalarprodukt verschoben um die Verzögerung τ, d. h. die Kreuzkorrelationsfunktion (KKF), minimiert werden.
Die KKF ist damit ein Maß für die Eignung verschiedener Sequenzen X_i(k) und Y_j(k) in Codemultiplexsystemen und kann für diskrete Funktionen über die Kreuzkorrelationssumme (KKF_k) gebildet werden: KKF_k = _i=0Σ^N-1-kX_iY_i+k
Je niedriger die Kreuzkorrelationswerte der Spreizsequenzen verschiedener Teilnehmersignale sind, desto geringer sind die Störungen und desto mehr Teilnehmer können am Codemultiplex teilhaben.
Es wurde in der Vergangenheit eine Vielzahl von speziellen Spreizsequenzen mit besonders guten Kreuzkorrelationseigenschaften untersucht. Ein Beispiel hierfür sind die Goldfolgen (siehe Optimal Binary Sequences for Spread Spectrum Multiplexing, R. Gold, IEEE Transactions an Information Theory, Vol. IT-13, October 1967, S. 619–621).
Die geringsten Kreuzkorrelationswerte der Goldfolgen, der besten bekannten Spreizsequenzen, sind jedoch auf 1 + 2^0.5·(z+1) begrenzt, wobei z die Anzahl der Schieberegisterstufen ist, (siehe H. D. Lüke, „Korrelationssignale”, Springer, 1992).
In Systemen, welche Codemultiplexverfahren einsetzen, z. B. bei CDMA Vielfachzugriffssystem, wird durch hohe Werte der Kreuzkorrelation der Signal-Rauschabstand vor dem Decodierer verringert, was wiederum die maximale Teilnehmeranzahl begrenzt. Sind zusätzlich die gespreizten Datensignale der Teilnehmer unterschiedlich stark, können die nicht idealen Korrelationseigenschaften einer Spreizsequenz dazu führen, dass im Empfänger das eigentlich gesuchte gespreizte Datensignal trotz richtiger Spreizsequenz von den anderen gespreizten Datensignalen zugedeckt wird und daher nicht erkannt wird (Near-Far Effekt).
DE 197 17 546 A1 offenbart ein Verfahren und eine Vorrichtung zur Decodierung bzw. zum Demodulieren des Empfangssignals in einem CDMA Übertragungssystem, welches in serieller Codeverkettung vorliegt. Dabei wird eine zweistufige Codierung auf der Senderseite des Übertragungssystems, bestehend aus äußerer und innerer Codierung, angewendet. Die innere Codierung ist eine orthogonale mehrstufige Modulation mit Walsh-Funktionen, wohingegen es sich bei der äußeren Codierung um einen fehlerkorrigierenden Code handelt.
Ein Nachteil eines solchen Systems, welches bei der Übertragung von gespreizten Datensignalen eingesetzt wird, besteht darin, dass hier zur Fehlerkorrektur der Übertragung ein zweites Signal übertragen werden muss. Dies reduziert die zur Verfügung stehende Nutzbandbreite und ist rechnerisch sehr aufwendig.
EP 1 311 095 B1 offenbart die Verwendung von Paaren von Golay-Sequenzen zur Spreizmodulation. In dem beschriebenen Verfahren werden binäre Eingabedaten mittels η Paaren komplementärer Golay-Sequenzen der Spreizcodierung unterzogen und diese Paare über eine Vorrichtung zur digitalen Kommunikation übermittelt. Beim Empfangen werden die so entstandenen Sequenzen mit den η Paaren komplementärer Golay-Sequenzen mittels Korrelation gefaltet, wobei die Resultate der Faltung entsprechend den gleichen Paaren von komplementären Golay-Sequenzen summiert werden, um η Datenströme zu erhalten.
EP 1 726 114 B1 offenbart ebenfalls die Verwendung von Paaren von Golay-Sequenzen zur Spreizmodulation. Allerdings muss hier nur eine Golay-Sequenz eines Paares übertragen werden, da die jeweilige Komplementärsequenz erst empfängerseitig erzeugt wird.
Golay-Sequenzen sind Sequenzpaare, welche die nützliche Eigenschaft haben, dass ihre phasenverschobenen aperiodischen Autokorrelationskoeffizienten sich zu null aufaddieren. So werden störende Nebenmaxima in der Autokorrelationsfunktion vermieden.
Ein Nachteil der Spreizmodulation mit reinen Golay-Sequenzen besteht darin, dass nur wenige Exemplare einer Sequenzlänge existieren. Somit ist eine Multiplexübertragung vieler gespreizter Datensignale durch die geringe Größe der Sequenzfamilie begrenzt, welche zur Spreizcodierung benötigt wird. Des Weiteren sind diese zwar orthogonal zueinander, haben also eine Nullstelle bei Verschiebung τ = 0; bei Verschiebungen τ > 0 zeigt die Kreuzkorrelation zwischen den verschiedenen Golay-Sequenzen jedoch störende Nebenmaxima.
Um diese Beschränkung zu überwinden, offenbart EP 1 726 114 B1 den zusätzlichen Übergang zu komplexwertigen Sequenzen unter Verwendung von DPSK (differential phase shift keying).
Dies ist aber sehr aufwendig, da sowohl ein zweites, völlig unterschiedliches Modulationssystems mit zusätzlichen Verfahrensschritten als auch zusätzliche Hardwarekomponenten benötigt werden.
Die Aufgabe der vorliegenden Erfindung ist es, ein Verfahren und eine Vorrichtung bereitzustellen, welche es ermöglichen, gespreizte Datensignale, welche mit vielen anderen gespreizten Datensignalen auf der vorhandenen Bandbreite einer Datenverbindung übertragen werden, mit geringem technischen Aufwand zu decodieren, ohne dass störendes Nebensprechen oder sonstige Beeinträchtigungen der einzelnen Datensignale durch die anderen Datensignale entstehen. Zugleich soll das Verfahren möglichst vorhandene Standards, die gespreizte Datensignale verwenden, einhalten.
Diese Aufgabe wird erfindungsgemäß durch ein Verfahren zum Entspreizen eines gespreizten Datensignals gemäß Anspruch 1, einen Decodierer zum Entspreizen eines gespreizten Datensignals gemäß Anspruch 8 und einer Vorrichtung zur digitalen Kommunikation nach Anspruch 12 gelöst. Vorteilhafte Ausgestaltungen werden in den abhängigen Ansprüchen beansprucht.
Die erfindungsgemäßen Verfahren kann als Software- oder Hardware-Zusatzmodul einfach in vorhandene Übertragungssysteme integriert werden.
Das erfindungsgemäße Verfahren hat den Vorteil, dass die Korrelationseigenschaften der übertragenen gespreizten Datensignale sehr stark verbessert werden. Sowohl die erfindungsgemäße Summe der Auto- als auch in der Kreuzkorrelationsfunktionen der gespreizten Datensignale weisen gar keine oder zumindest wesentlich weniger und kleinere Nebenmaxima auf als ohne das Verfahren.
Ohne das erfindungsgemäße Verfahren weisen manche der bisher als Signatursequenzen in Codemultiplexsystemen verwendeten Sequenzen, wie z. B. Gold-Sequenzen und Walsh-Funktionen, schlechte aperiodische AKF und hohe Werte der KKF auf, außerdem geht ihre Orthogonalität schon bei kleinen Synchronisationsfehlern oder Fehlern durch Signalverzerrung oder Mehrwegeausbreitung verloren.
Bei asynchronem Empfang, d. h. wenn eine unbekannte, relative zeitliche Verschiebung der Spreizsequenzen zueinander besteht, wird mit dem erfindungsgemäßen Verfahren das gespreizte Datensignal wesentlich besser aus dem Rauschen erkannt und es kann besser aus Störsignalen oder Gleichkanalinterferenzen herausgefiltert werden. Das neue Verfahren kann daher nicht nur im Downlink sondern auch im Uplink eines Mobilfunksystems, z. B. bei UMTS, das bereits Walsh- und OVFS-Sequenzen verwendet, als vorteilhafte Verbesserung empfängerseitig ergänzt werden und die praktisch erreichbare Teilnehmerzahl pro Zelle in Richtung der theoretischen, vollen Systemladung – also N Teilnehmer gleichzeitig bei N Spreizsequenzen – erhöhen.
Bei synchronem Empfang in digitalen Kommunikationssystemen ist das Erhöhen der Teilnehmerzahl und/oder ein Vergrößern der Reichweite bzw. Verringern der Sendeleistung ebenfalls möglich.
Durch die guten Korrelationseigenschaften und Orthogonalität verschiedener Spreizsequenzen gemäß dem erfindungsgemäßen Verfahren erfolgt auch ein verbessertes Verhalten gegen Nebensprechen bei Frequency Hopping.
Weiterhin bietet das erfindungsgemäße Verfahren gleichzeitig mit dem idealen Empfangsimpuls eine verbesserte Möglichkeit der Start-Synchronisierung der Datenübertragung.
Auch der bei den bisher verwendeten Spreizverfahren übliche Übergang zu komplexwertigen Sequenzen mit dem zugehörigen Zusatzaufwand kann vermieden werden durch die einfache Ausnutzung interner Eigenschaften orthogonaler binärer Spreizsequenzen, z. B. der Walsh-Sequenzen, oder orthogonaler Golay-Walsh-Sequenzen. Nichtsdestotrotz können, da die Folgen binär bleiben, die bekannten, höherwertigen komplexen Modulationen, wie z. B. ¼-QPSK, 8-Phasenmodulation weiterhin für die bisher üblichen Zwecke genutzt werden, z. B. zur Erhöhung der Datenrate.
In einer bevorzugten Ausführungsform sind die Datensignale mit Walsh-Funktionen gespreizt. Walsh-Funktionen haben den Vorteil, dass diese streng orthogonal sind. Sie werden im Folgenden mit W(n, m) bezeichnet, wobei n die Ordnung der benutzten Walsh-Funktionenfamilie (mit 2ⁿ als Chips bezeichneten Elementen und 2ⁿ verschiedenen Walsh-Funktionen) und m die jeweilige Walsh-Funktion daraus bezeichnet (1 ≤ m ≤ 2ⁿ). Sie werden zur Spreizung sowohl als Signatursequenzen zum Trennen von Nutzerkanälen als auch zur höherstufigen orthogonalen Modulation verwendet. Die höherstufige orthogonale Modulation bietet den Vorteil einer um den Faktor n erhöhten Nutzbitrate sowie geringerer Bitfehlerwahrscheinlichkeit.
In einer weiteren bevorzugten Ausführungsform sind die Datensignale mit neuartigen Golay-Walsh-Sequenzen als Spreizsequenzen gespreizt.
Golay-Walsh-Sequenzen entstehen durch Multiplikation einer Golay-Sequenz mit einer Walsh-Funktion.
Diese neuartigen Spreizsequenzen werden im Folgenden als AW(n, m) analog der Walsh-Funktionen W(n, m) bezeichnet.
Die vorteilhafte komplementäre Eigenschaft der Golay-Sequenzen bleibt in den neuartigen Spreizsequenzen erhalten, da die Golay-Walsh-Sequenzen nach Golay ebenfalls komplementäre Sequenzen sind (siehe dazu z. B. M. J. E. Golay, Complementary Sequences, IRE Transactions an Information Theory, Bd. IT-7, S. 82–87, April 1961). Daher weisen die Golay-Walsh-Sequenzen, genauso wie die Golay-Ausgangssequenzen, eine perfekte Autokorrelationsfunktion (AKF) mit nur einem Wert ungleich null auf, also einen idealen Empfangsimpuls. Synchronisationsfehler bei der Übertragung wirken sich durch die Addition des durch die komplementären Spreizsequenzen gespreizten Datensignals nicht mehr aus. Die Nebenmaxima der Autokorrelation werden weiterhin durch die Addition der Autokorrelation komplementärer Sequenzen beseitigt.
Durch das erfindungsgemäße Verfahren bleibt bei den neuartigen Golay-Walsh-Sequenzen auch die Orthogonalität untereinander erhalten. So weisen die Kreuzkorrelationsfunktionen (KKF) der Golay-Walsh-Sequenzen keine oder nur minimale Werte auf. Damit sind sie wie die originalen Walsh-Sequenzen sowohl als Signatursequenzen zur Kanaltrennung als auch für die orthogonale höherstufige Modulation zur Erhöhung der Nutzbitrate und Senkung der Bitfehlerwahrscheinlichkeit geeignet.
Das komplementäre gespreizte Datensignal wird erst im Empfänger erzeugt. Dazu werden die Chips einer empfangenen Sequenz alternierend mit +1 und –1 multipliziert (sogenannte Bewertung), entweder seriell bei der Verzweigung der Sequenz oder parallel nach Speicherung der empfangenen Chips. Anders als in herkömmlichen Codemultiplexverfahren wird somit nur ein gespreiztes Datensignal eines Paares komplementärer gespreizter Datensignale übertragen und auf der zur Verfügung stehenden Systembandbreite muss nur die Hälfte der Daten übertragen werden. Dies verringert zusätzlich die Anfälligkeit des Systems gegenüber Störungen des übertragenen Datensignals und eröffnet Spielraum zur Übertragung weiterer Datensignale auf demselben Frequenzband.
Insbesondere treten die vorgenannten Vorteile des erfindungsgemäßen Verfahrens in CDMA-Systemen auf. Hier ergibt sich durch die Anwendung des Verfahrens eine schnelle Leistungsregelung, ein vereinfachter Soft-Handover an den Zellengrenzen sowie ein Frequenzwiederverwendungsfaktor N = 1 zwischen Nachbarzellen, d. h. mehr Teilnehmerkapazität durch Verwenden von mehr als einer Frequenz in einer Zelle.
Ausführungsbeispiele der Erfindung werden nun anhand von Zeichnungen näher beschrieben.
1 zeigt ein Flussdiagramm, in welchem ein Verfahren zum Entspreizen eines gespreizten Datensignals gemäß der Erfindung dargestellt ist.
2 zeigt schematisch eine erste Ausführungsform einer Vorrichtung zum Entspreizen eines gespreizten Datensignals.
3 zeigt schematisch eine zweite Ausfürungsform der Vorrichtung zum Entspreizen eines gespreizten Datensignals.
4 zeigt eine graphische Darstellung der Summe der Kreuzkorrelationssummen KF AW(3,5)/AW(3,3) und KF AW(3,5)/AW(3,5)', d. h. ohne Addition der Kreuzkorrelationssummen der zeitumgekehrten gespreizten Datensignale.
5 zeigt eine tabellarische Darstellung der Summe der Autokorrelationssummen KF1 bis KF4 von AW(3,1) und der Kreuzkorrelationssummen KKF1 bis KKF4 zwischen AW(3,1) und jeweils AW(3,3), AW(3,5) und AW(3,7). Anhand von 1 wird nun das Verfahren nach einer der Ausführungsformen der Erfindung beschrieben. Zunächst wird in Schritt 101 das zu übertragende Datensignal im Sender mit einer Spreizsequenz S, z. B. einer PN-Sequenz, einer Goldfolge, einer Walsh-Funktion oder einer Golay-Walsh-Sequenz, gespreizt, d. h. ein Bit des Datensignals wird in eine Spreizsequenz S codiert, so dass ein gespreiztes Datensignal DS mit einer der verwendeten Spreizsequenz S entsprechenden Anzahl von Chips entsteht.
In einer bevorzugten Ausführungsform der Erfindung werden zur Spreizung Walsh-Funktion W(n, m) eingesetzt, welche in diesem Fall den Spreizsequenzen S entsprechen.
Da Walsh-Sequenzen streng orthogonal sind, können im Beispiel der Walsh-Funktionenfamilie 3. Ordnung acht Nutzer perfekt separiert werden. Walsh-Sequenzen sind demnach geeignet z. B. für den Downlink eines Mobilsystems, sofern dieser synchron ist und ein nicht frequenzselektiver Kanal vorliegt. Für den Uplink eines Codemultiplexsystems gilt diese Synchronität jedoch nicht, da die Signale der örtlich verteilten Nutzer die Basisstationen unter verschiedenen Verzögerungszeiten erreichen, so dass – auch unter nichtselektiven Kanälen – die orthogonale Eigenschaft der Walsh-Sequenzen verloren geht.
Die Mehrzahl der Werte der kreuzkorrelierten Paare liegt im Bereich der PN-Sequenzen. Extrem schlecht sind dagegen die Werte der Paare W(3,3)/W(3,6) und W(3,4)/W(3,5). Im letzteren Fall erreicht das Maximum der KKF bereits bei geringer Verschiebung von einem τ mit N – 1 = 7 fast den Maximalwert der AKF; damit ist unter asynchronen Verhältnissen keine sichere Nutzertrennung zu erreichen. Ungünstig sind auch die Breiten der AKF im Falle des Codes W(3,1) und W(3,8), wodurch bei frequenzselektiven Kanälen keine Unterdrückung benachbarter Kanalechos möglich ist. Auch bei Walsh-Sequenzen höherer Ordnung mit Sequenzlänge 32 oder höher sind die AKF- und KKF-Werte ähnlich unbefriedigend.
Unter frequenzselektiven Bedingungen können die Walsh-Funktionen als alleinige Nutzercodes deshalb im Downlink nicht verwendet werden; man multipliziert die Codemultiplexsignale zusätzlich mit einem PN-Code, um das Pfadübersprechen zu unterdrücken. Damit wird bei zunehmender Mehrnutzerinterferenzen die allmähliche Qualitätsminderung (graceful degradation) nur als Rauschen wahrgenommen; sie ist damit nicht mehr als Nebensprechen erkennbar.
Das neuartige Verfahren der Erfindung kann für diese Probleme der Walsh-Funktionen Abhilfe schaffen.
In einer weiteren bevorzugten Ausführungsform der Erfindung sind die Spreizsequenzen S orthogonale Golay-Walsh-Sequenzen, die verbesserte Korrelationseigenschaften gegenüber den Walsh-Funktionen aufweisen, wie im Folgenden beschrieben.
Zur Veranschaulichung der Bildung der Golay-Walsh-Sequenzen wird folgendes Paar komplementärer Golay-Sequenzen der Länge 8 verwendet, d. h. mit acht Chips:
wobei t den Zeitpunkt bezeichnet, zu dem der jeweilige Chip in einem Decodierer ankommt.
Selbstverständlich können Golay-Sequenzen jeder anderen Länge verwendet werden, die sich zur Kombination mit Walsh-Funktionen eignen, d. h. insbesondere jene mit gleicher Chiplänge.
Die Golay-Sequenz A wird mit den geraden Walsh-Funktionen der Ordnung 3 – W(3,m) – multipliziert, so dass sich die Golay-Walsh-Sequenzen AW(3,m) ergeben. Beispielhaft ist die Bildung der AW(3,1), AW(3,3), AW(3,5) und AW(3,7). Diese sind in der folgenden Tabelle 1 mit zwei Phasenstufen 0° und 180° dargestellt, wobei diese aus acht Subpulsen, welche den Chips entsprechen, bestehen:
Tabelle
Die Familie der für ein Codemultiplexsystem geeigneten, orthogonalen Golay-Walsh-Sequenzen hat die Größe N, so dass N gespreizte Datensignale in einem Frequenzband übertragen werden können.
In einem Codierer wird für die Übertragung der Datensignale mehrerer Teilnehmer innerhalb eines Frequenzbandes jeweils eine der Spreizsequenzen S mit dem zu übertragenden Datensignal des zugeordneten Teilnehmers multipliziert, d. h. codiert. Da diese gespreizten Datensignale DS orthogonal zueinander sind, können die Datensignale unterschiedlicher Teilnehmer später von dem Empfänger fast störungsfrei wieder rekonstruiert werden.
Daraufhin werden die gespreizten Datensignale DS A/D-gewandelt und in Schritt 102 übertragen, z. B. über ein Funknetzwerk in einem CDMA-Mobilfunksystem oder über ein Glasfaserkabel in einem Backbone-Netzwerk.
Nach der Übertragung des gespreizten Datensignals DS im Schritt 102 wird es gemäß den Schritten 103 bis 106 im Empfänger digitalisiert und decodiert. Dabei kann der später im Einzelnen beschriebene erfindungsgemäße Decodierer zum Entspreizen des gespreizten Datensignals DS eingesetzt werden, von welchem zwei beispielhafte Ausführungsformen für die Chiplänge 8 der Spreizsequenzen in 2 und 3 dargestellt sind.
Zunächst wird in Schritt 103 aus dem empfangenen gespreizten Datensignal DS ein zeitumgekehrtes gespreiztes Datensignal DS_rev gebildet. Dazu werden die empfangenen Chips des gespreizten Datensignals DS in umgekehrter Reihenfolge gespeichert.
Dann werden in Schritt 104 von diesen beiden gespreizten Datensignalen DS, DS_rev die jeweiligen bewerteten gespreizten Datensignale DS', DS_rev' gebildet.
Dies geschieht durch serielle oder parallele alternierende Bewertung des jeweiligen gespreizten Datensignals mit +1 und –1, wie beispielhaft in der folgenden Tabelle 2 für die Golay-Walsh-Sequenz AW(3,7) dargestellt:

AW(3,7) 1 –1 1 1 1 –1 –1 –1

Alternierende Bewertung 1 –1 1 –1 1 –1 1 –1

AW(3,7)' 1 1 1 –1 1 1 –1 1

Tabelle 2
Die Schritte 103 und 104 können auch in umgekehrter Reihenfolge ausgeführt werden.
Die vier gespreizten Datensignale DS, DS_rev, DS', DS_rev' werden dann mit der im Empfänger für den betreffenden Teilnehmer gespeicherten Spreizsequenz S bzw. deren Derivaten S', S_rev, oder S_rev' gemäß der Erfindung korreliert, um das ursprünglich versandte gespreizte Datensignal DS aus der Vielzahl von empfangenen gespreizten Datensignalen anderer Teilnehmer, welche auf das Frequenzband moduliert wurden, herauszufiltern.
Es ist zu beachten, dass das gespreizte Datensignal DS mit den Spreizsequenzen S, das zeitumgekehrte gespreizte Datensignal DS_Rev mit den zeitumgekehrten Spreizsequenzen S_Rev, das bewertete gespreizte Datensignal DS' mit den bewerteten Spreizsequenzen S' und das bewertete zeitumgekehrte Datensignal DS_Rev' mit den bewerteten zeitumgekehrten Spreizsequenzen S_Rev' autokorreliert bzw. kreuzkorreliert werden, wobei die schon beschriebenen Auto- bzw. Kreuzkorrelationssummen benutzt werden:
dabei ist N die Anzahl der Chips einer Sequenz, i jeweils ein Chip in der Sequenz und k die Laufzeitverschiebung der Sequenz bei der Berechnung der einzelnen Korrelationsfunktionen KF_k (Verschiebung in Anzahl der Subpulse τ).

Die nachfolgenden Tabellen 3, 4, 5 und 6 zeigen als Beispiel die verschiedenen oben dargestellten Kreuzkorrelationsfunktionen für die Golay-Walsh-Sequenzen AW(3,7) und AW(3,1). Jeweils eine Spalte entspricht der Laufzeit mit welcher die Signale zueinander angekommen sind. Bei diesem Beispiel wird angenommen, dass in der Vorrichtung zur Berechung der Korrelationen die Golay-Walsh-Sequenz AW(3,1) und ihre Derivate gespeichert sind.

									AW(3,7)
AW(3,1)	1								1	–1	1	1	1	–1	–1	–1
	1							1	–1	1	1	1	–1	–1	–1
	1						1	–1	1	1	1	–1	–1	–1
	–1					–1	1	–1	–1	–1	1	1	1
	–1				–1	1	–1	–1	–1	1	1	1
	–1			–1	1	–1	–1	–1	1	1	1
	1		1	–1	1	1	1	–1	–1	–1
	–1	–1	1	–1	–1	–1	1	1	1
KKF1		–1	2	–3	0	–1	2	–3	0	1	6	3	0	–3	–2	–1
		t₁	t₂	t₃	t₄	t₅	t₆	t₇	t₈	t₉	t₁₀	t₁₁	t₁₂	t₁₃	t₁₄	t₁₅

Tabelle 3

									AW(3,7)'
AW(3,1)'	1								1	1	1	–1	1	1	–1	1
	–1							–1	–1	–1	1	–1	–1	1	–1
	1						1	1	1	–1	1	1	–1	1
	1					1	1	1	–1	1	1	–1	1
	–1				–1	–1	–1	1	–1	–1	1	–1
	1			1	1	1	–1	1	1	–1	1
	1		1	1	1	–1	1	1	–1	1
	1	1	1	1	–1	1	1	–1	1
KKF2		1	2	3	0	1	2	3	0	–1	6	–3	0	3	–2	1
		t₁	t₂	t₃	t₄	t₅	t₆	t₇	t₈	t₉	t₁₀	t₁₁	t₁₂	t₁₃	t₁₄	t₁₅

Tabelle 4

									AW(3,7)_Rev
AW(3,1)_Rev	–1								1	1	1	–1	–1	–1	1	–1
	1							–1	–1	–1	1	1	1	–1	1
	–1						1	1	1	–1	–1	–1	1	–1
	–1					1	1	1	–1	–1	–1	1	–1
	–1				1	1	1	–1	–1	–1	1	–1
	1			–1	–1	–1	1	1	1	–1	1
	1		–1	–1	–1	1	1	1	–1	1
	1	–1	–1	–1	1	1	1	–1	1
KKF3		–1	–2	–3	0	3	6	1	0	–3	2	–1	0	–3	2	–1
		t₁	t₂	t₃	t₄	t₅	t₆	t₇	t₈	t₉	t₁₀	t₁₁	t₁₂	t₁₃	t₁₄	t₁₅

Tabelle 5

									AW(3,7)_Rev'
AW(3,1)_Rev'	–1								1	–1	1	1	–1	1	1	1
	–1							1	–1	1	1	–1	1	1	1
	–1						1	–1	1	1	–1	1	1	1
	1					–1	1	–1	–1	1	–1	–1	–1
	–1				1	–1	1	1	–1	1	1	1
	–1			1	–1	1	1	–1	1	1	1
	1		–1	1	–1	–1	1	–1	–1	–1
	–1	1	–1	1	1	–1	1	1	1
KKF4		1	–2	3	0	–3	6	–1	0	3	2	1	0	3	2	1
		t₁	t₂	t₃	t₄	t₅	t₆	t₇	t₈	t₉	t₁₀	t₁₁	t₁₂	t₁₃	t₁₄	t₁₅

Tabelle 6

Abschließend wird in Schritt 106 die Summe über die vier Kreuzkorrelatiossummen des Beispiels aus den Tabellen 3 bis 6 gebildet (vgl. Tabelle 7):

t₁ t₂ t₃ t₄ t₅ t₆ t₇ t₈ t₉ t₁₀ t₁₁ t₁₂ t₁₃ t₁₄ t₁₅

ΣKKF1–KKF4 0 0 0 0 0 16 0 0 0 16 0 0 0 0 0

Tabelle 7
Trifft in dem Decodierer mit gespeicherten Golay-Walsh-Sequenzen AW(3,1) das gespreizte Datensignal AW(3,3) oder AW(3,5) ein, ergeben die entsprechend den Tabellen 3 bis 7 berechnete Summen der Kreuzkorrelationen überall den Wert null.
Die Autokorrelationen ergeben sich entsprechend, wenn das empfangene gespreizte Datensignal DS mit derselben Spreizsequenz S gespreizt wurde die im Decodierer gespeichert ist: ΣAKF1 – AKF4
Die Autokorrelationsfunktionen AKF1 werden dabei analog zu den oben dargestellten Kreuzkorrelationen gebildet:

AKF1: = Korrelation des gespreizten Datensignals DS mit der gespeicherten Spreizsequenz S.
AKF2: = Korrelation des gespreizten bewerteten Datensignals DS' mit der gespeicherten bewerteten Spreizsequenz S'.
AKF3: = Korrelation des zeitumgekehrten gespreizten Datensignals DS_Rev mit der gespeicherten zeitumgekehrten Spreizsequenz S_Rev.
AKF4: = Korrelation des empfangenen bewerteten zeitumgekehrten Datensignal DS_Rev' mit der gespeicherten bewerteten zeitumgekehrten Spreizsequenz S_Rev'.

Durch das erfindungsgemäße Verfahren werden die AKF- und KKF-Eigenschaften der Walsh-Sequenzen wesentlich verbessert. Das Ergebnis nach Ausführung der unten bezeichneten Verfahrensschritte zeigt folgendes Beispiel der ersten acht Korrelationen in 6.
Im Gegensatz zu den KKF der Walsh-Sequenzen ohne erfindungsgemäßes Verfahren sind mit dem Verfahren die Nebenmaxima zum überwiegenden Teil verschwunden. Allein drei Korrelationspaare W(3,1)/W(3,3) (siehe 6), W(3,2)/W(3,4) und W(3,5)/W(3,7) von insgesamt 27 Möglichkeiten der Kreuzkorrelation zeigen kleine Nebenmaxima. Selbst die Autokorrelationssummen, die bei den originalen Walsh-Sequenzen dreiecksförmig breit und damit ungeeignet zur Synchronisation sind, sind verbessert und enthalten neben der Nutzsignalspitze jeweils ein vorteilhaftes Minimum, das hilft, geringe Zeitverschiebungen auszuregeln.
So befindet sich nun auf jeder Seite des Hauptmaximums der AKF ein Minimum mit einer Nullstelle bzw. sogar –1, so dass eine Laufzeitverschiebung von τ selbst bei Beeinträchtigung des Hauptmaximums ausgeglichen werden kann. Auch weisen vier der sieben KKF gar keine Werte ungleich null auf.
Erfolgt die Spreizung mit Golay-Walsh-Sequenzen AW(n, m), so werden mit dem erfindungsgemäßen Verfahren auch deren AKF- und KKF-Eigenschaften wesentlich verbessert: Diese haben folgende, innere Symmetrieeigenschaft, die im Empfangsfilter zur idealen Impulskompression mit geringen Nebenmaxima ausgenutzt wird: bei der obigen Addition werden für die Summe der AKF alle Nebenmaximawerte zu null wie aus der Tabelle in 5 ersichtlich und graphisch in 7 dargestellt. Dies ist ein großer Vorteil verglichen mit der AKF für eine Übertragung des Datensignals ohne das erfindungsgemäße Verfahren.
Des Weiteren haben die KKF zwischen den mit dem erfindungsgemäßen Spreizmodulationsverfahren gespreizten Datensignalen höchstens vier, im Vergleich zur AKF sehr kleine Werte, welche im Falle der beispielhaft angegebenen Werte für die Golay-Walsh-Sequenz mit acht Chips auch nur für jeweils drei der sieben weiteren benutzten Golay-Walsh-Sequenzen existieren, im Falle der AW(3,1) für AW(3,6), AW(3,7) und AW(3,8), wie in 5 und 7 ersichtlich wird.
5 wird im Folgenden näher erläutert. Die vier Zeilen der ersten Gruppe betreffen den Fall, dass im erfindungsgemäßen Empfänger die Golay-Walsh-Sequenz AW(3,1) und ihre Derivate gespeichert sind. Kommt in diesem Empfänger ein gespreiztes Datensignal AW(3,1) an, so ergibt die Korrelation (erste Zeile der ersten Gruppe in 5) nur einen einzigen Ausgangsimpuls der Amplitude 32 in der Spalte t₈, in der die beiden Sequenzen keine gegenseitige Verschiebung aufweisen (τ = 8 oder Index k = 0). Das entspricht dem Fall der Autokorrelation.
Kommt dagegen im Empfänger mit der gespeicherten Sequenz AW(3,1) eine gespreizte Sequenz AW(3,3,) an, so ergibt die Korrelation dieser beiden Sequenzen überall null, entsprechend der zweiten Zeile der ersten Gruppe von Tabelleneinträgen.
Kommt ein gespreiztes Signal AW(3,5) an, so ergibt sich wie im zweiten Fall auch in der dritten Zeile überall der Wert null.
Kommt ein gespreiztes Datensignal AW(3,7) an, so ergibt sich entsprechend der vierten Zeile in den Spalten t₆ und t₁₀ ein Ausgangswert von 16. Dieser Korrelationswert zwischen den gespreizten Signalen AW(3,1) und AW(3,7) ist jedoch so weit vom Wert 32 der Autokorrelation des Signals AW(3,1) mit sich selbst entfernt, so dass eine eindeutige Erkennung des gewünschten Signals AW(3,1) gewährleistet ist.
Die drei Gruppen in 5 betreffen die Fälle, wenn der Empfänger die Sequenzen AW(3,3), bzw. AW(3,5) bzw. AW(3,7) und deren Derivate gespeichert hat. In allen Fallen besteht ein großer Abstand zwischen dem jeweiligen Nutzsignal mit dem Wert 32 und den Störsignalen mit dem Wert +/–16
Würde das erfindungsgemäße Verfahren ohne den Schritt der Zeitumkehr 103 und die Summierung der so berechneten Korrelationswerte ausgeführt werden, so würden mehr Werte der KKF ungleich null und ihre Beträge wären größer. Als Beispiel hierfür zeigt 4 das Ergebnis der direkten KKF ohne Zeitumkehr zwischen den Golay-Walsh-Sequenzen AW(3,5) und AW(3,3) angeführt. Wie ersichtlich, treten dort vier große Störspitzen auf, die zu Störungen beim Decodieren führen würden.
Natürlich könnten einige oder alle der hier aufgeführten und weitere eventuell eingefügte Verfahrensschritte auch im Frequenzbereich ausgeführt werden.
Zur empfängerseitigen Umsetzung des Verfahrens wird im Folgenden ein Decodierer beschrieben, welcher in zwei verschiedenen Ausführungsformen in den 2 und 3 dargestellt ist.
Der Empfänger empfängt gespreizte Datensignale DS, welche zunächst z. B. mittels eines Subpulsfilters geglättet und analog/digital gewandelt werden. Diese werden dann an den Eingang E des Decodierers angelegt. Die Einhüllende des gespreizten Datensignals DS nach einem Subpulsfilter und A/D-Wandler wird als positive oder negative Digitalzahl, hier symbolisiert als +1 bzw. –1, je nach Phasenlage des gespreizten Datensignals DS, ausgegeben. In diesen Ausführungsbeispielen handelt es sich bei den gespreizten Datensignalen DS um binäre Datensequenzen der Länge 8, d. h. acht Chips, welche mittels der Spreizsequenzen S gespreizt wurden. Selbstverständlich kann der Codierer entsprechend für jede Datensequenzlänge 2ⁿ angepasst werden.
In einem Verzweiger 1 wird das digitale gespreizte Datensignal DS verzweigt.
Die seriell empfangenen Sequenzen des gespreizten Datensignals DS werden daraufhin gespeichert und in eine parallele Form gebracht. Dies kann z. B. mittels eines Schieberegisters oder eines anderen Seriell-Parallel-Umsetzers erfolgen. In der beschriebenen Ausführungsform werden die acht Chips hintereinander in die Schieberegister 2, 4, 5, 7 gespeist, welche nach jeder Subpulsdauer τ über die Zeit weiterschalten. Die Zeitpunkte, zu welchen die Chips in die Schieberegister 2, 4, 5, 7 gespeist wurden, werden durch die Zeitangaben t1 bis t8 angegeben. Zwei der Schieberegister 5, 7 werden in umgekehrter Reihenfolge befüllt, was der Zeitumkehr aus Schritt 104 des erfindungsgemäßen Verfahrens entspricht, da bei dem späteren Auslesen der Sequenz aus den Schieberegistern 5, 7 die zeitliche Anordnung der Chips vertauscht ist, also ein zeitumgekehrtes Auslesen erfolgt. In einer alternativen Ausführungsform, welche in 3 dargestellt ist, kommen nur zwei Schieberegister 4, 7 zum Einsatz. Natürlich verzweigt der Verzweiger 1 das digitale gespreizte Datensignal DS dann auch nur zweifach.
Zwei der in den Schieberegistern 2, 4, 5, 7 gespeicherten Sequenzen des gespreizten Datensignals DS werden in Komplementärform gebracht indem die Chips der Sequenzen alternierend mit +1 bzw. –1 bewertet werden. Nach der ersten Subpulsdauer τ wird z. B. nach der ersten Stelle des Schieberegisters 2, 7 ein zweites Signal abgeleitet und abwechselnd in einem Filterteil mit + und – bewertet. Durch die Bewertung des empfangenen Signalcodes mit der einfachen Folge von alternierenden Phasensprüngen B₁ = +, –, +, –, +, –, +, – (oder Digitalwerte +1, –1 usw. oder z. B. L, 0 usw. bei QPSK) entsteht das zugehörige bewertete gespreizte Datensignal DS', für ein mit einer Golay- oder Golay-Walsh-Sequenz gespreiztes Datensignal DS das komplementäre Datensignal DS'. Alternativ kann die Bewertung des empfangenen Signalcodes mit der +/– Folge auch in paralleler Schaltung erfolgen, wie in den Ausführungsformen der 2 und 3 dargestellt.
Sobald die Schieberegister gefüllt sind, werden die Chips parallel ausgelesen. Zwei der vier gespeicherten Sequenzen der gespreizten Datensignale DS, DS', darunter eine der beiden Sequenzen in bewerteter Form, werden wie oben erwähnt zeitumgekehrt ausgelesen, so dass Signalsequenzen eines zeitumgekehrten gespreizten Datensignals (DS_rev, DS_rev') entstehen. Die Signalsequenzen werden daraufhin (entsprechend Schritt 105 in 1) in Korrelationsfiltern (KF1, KF2, KF3, KF4) mit der jeweiligen, dort gespeicherten, Spreizsequenz S(3,m), S(3,m)_Rev, S(3,m)', S(3,m)_Rev' korreliert.
Der Decodierer kann so aufgebaut werden, dass für jede der verschiedenen Spreizsequenzen S des Mehr-Teilnehmerbetriebs eine Decodierschaltung nach 2 oder 3 mit jeweils gespeicherten Spreizsequenzen S vorgesehen wird. In einer bevorzugten Ausführungsform wird nur eine Dekodierschaltung verwendet, deren Korrelationsschaltungen einen schreibbaren Speicher aufweisen, in den die Spreizsequenz S für den jeweiligen Teilnehmer gespeichert werden kann, beispielsweise bei der Initialisierung des Kommunikationsvorganges.
Abschließend wird in dem Summationsfilter 8 die Summe über die vier Auto- bzw. Kreuzkorrelationen der vier parallel verarbeiteten Signalsequenzen gebildet.
Dies kann beispielsweise mit dem Filterteil 8, gezeigt in den 2 und 3 vor dem Ausgang A der Vorrichtung, geschehen, welcher eine einfache Addition ist. Als Nutzsignal wird dabei das Autokorrelationssignal (mit Wert 32 in den Beispielen nach 5) erkannt, das von den deutlich kleineren Nebenmaxima (mit Wert 16) deutlich unterschieden ist und elektronisch ohne Weiteres verarbeitet werden kann.
Der genannte Codierer kann alternativ mit digitalen Signalprozessoren (DSP) realisiert werden. Eine weitere Möglichkeit der Realisierung besteht darin, die schnelle Fouriertransformation DFFT und/oder die schnelle Hadarnardtransformation im Codierer zu verwenden. Entsprechendes gilt für eine Vorrichtung zur Übertragung digitaler Datensignale, welche einen Codierer und einen Decodierer gemäß der Erfindung umfasst.
Bezugszeichenliste

1: Verzweiger
2: Schieberegister
3: Multiplikationsfilter
4 und 5: Schieberegister
6: Multiplikationsfilter
7: Schieberegister
8: Summationsfilter
KF1: Korrelationsfilter 1
KF2: Korrelationsfilter 2
KF3: Korrelationsfilter 3
KF4: Korrelationsfilter 4

Claims

Verfahren zum Entspreizen eines gespreizten Datensignals (DS), welches mittels einer Spreizsequenz (S) gespreizt ist, die folgenden Schritte umfassend: a) Bilden (103) eines zeitumgekehrten gespreizten Datensignals (DS_Rev) aus dem gespreizten Datensignal (DS); b) Bilden (104) des komplementären gespreizten Datensignals (DS') aus dem gespreizten Datensignal (DS) durch abwechselnde Multiplikation der Chips des gespreizten Datensignals (DS) mit +1 und –1 und des zeitumgekehrten komplementären gespreizten Datensignals (DS_Rev') aus dem zeitumgekehrten gespreizten Datensignal (DS_Rev) durch abwechselnde Multiplikation der Chips des zeitumgekehrten gespreizten Datensignals (DS_Rev) mit +1 und –1; c) Korrelation (105) des gespreizten Datensignals (DS) mit der Spreizsequenz (S), des zeitumgekehrten gespreizten Datensignals (DS_Rev) mit der zeitumgekehrten Spreizsequenz (S_Rev), des komplementären gespreizten Datensignals (DS') mit der komplementären Spreizsequenz (S') und des zeitumgekehrten komplementären gespreizten Datensignals (DS_Rev') mit der zeitumgekehrten komplementären Spreizsequenz (S_Rev'); und d) Summieren (106) der vier Korrelationen.
Verfahren zum Entspreizen nach Anspruch 1, wobei die Spreizsequenz (5) eine Walsh-Funktion (W(n, m)) ist.
Verfahren zum Entspreizen nach Anspruch 1, wobei die Spreizsequenz (S) ein Exemplar eines Paares komplementärer Golay-Walsh-Sequenzen (AW(n, m), AW(n, m)') (101) ist, welche durch Multiplikation einer Golay-Sequenz (A) eines Paares von Golay-Sequenzen zur Basis zwei (A, A') mit einer Walsh-Funktion (W(m, n)) entstehen.
Verfahren nach Anspruch 3, wobei nur ein Exemplar eines Paares komplementärer gespreizter Datensignale (DS, DS') vom Sender zum Empfänger übertragen wird und die komplementären gespreizten Datensignale (DS', DS_Rev') aus dem gespreizten Datensignal (DS) bzw. aus dem zeitumgekehrten gespreizten Datensignal (DS_Rev) gebildet werden.
Verfahren nach einem der Ansprüche 1 bis 4, wobei das komplementäre gespreizte Datensignal (DS') vor dem zeitumgekehrten gespreizten Datensignal (DS_Rev) gebildet wird.
Verfahren nach einem der Ansprüche 1 bis 5, wobei die Sequenzen (DS, S) eine Länge von 2ⁿ Chips aufweisen, wobei n eine natürliche Zahl ist.
Verfahren nach einem der vorhergehenden Ansprüche, wobei die Verfahrensschritte zumindest teilweise im Frequenzbereich ausgeführt werden.
Decodierer zum Entspreizen eines gespreizten Datensignals (DS), umfassend: Mittel (1) zur Verzweigung des gespreizten Datensignals (DS); Mittel (2, 4, 5, 7) zum Speichern von mindestens zwei verzweigten gespreizten Datensignalen (DS); Mittel (3, 6) zum Bilden und Speichern von komplementären gespreizten Datensignalen (DS') aus den gespreizten Datensignalen (DS), wobei das Bilden eines komplementären gespreizten Datensignals (DS') durch abwechselnde Multiplikation der Chips eines gespreizten Datensignals (DS) mit +1 und –1 erfolgt; Mittel zum Auslesen der gespeicherten gespreizten Datensignale (DS) und der komplementären gespreizten Datensignale (DS'), wobei jeweils ein gespreiztes Datensignal (DS) als zeitumgekehrtes gespreiztes Datensignal (DS_Rev) und ein komplementäres gespreiztes Datensignal (DS') als zeitumgekehrtes komplementäres gespreiztes Datensignal (DS_Rev') ausgelesen werden; Mittel (KF1, KF2, KF3, KF4) zur Korrelation (105) des gespreizten Datensignals (DS) mit der Spreizsequenz (S), des zeitumgekehrten gespreizten Datensignals (DS_Rev) mit der zeitumgekehrten Spreizsequenz (S_Rev), des komplementären gespreizten Datensignals (DS') mit der komplementären Spreizsequenz (S') und des zeitumgekehrten komplementären gespreizten Datensignals (DS_Rev') mit der zeitumgekehrten komplementären Spreizsequenz (S_Rev'); und Mittel (8) zum Summieren der vier Korrelationen.
Decodierer nach Anspruch 8, wobei das Datensignal (DS) mittels einer Walsh-Funktion (W(n, m)) gespreizt ist.
Decodierer nach Anspruch 8, wobei das Datensignals (DS) mittels einer Golay-Walsh-Sequenz (AW(n, m)) gespreizt ist, welche durch Multiplikation einer Golay-Sequenz (A) eines Paares von Golay-Sequenzen zur Basis zwei (A, A') mit einer Walsh-Funktion (W(m, n)) entsteht.
Decodierer nach einem der Ansprüche 8 bis 10, wobei die Mittel zum Speichern (2, 4, 5, 7) Schieberegister sind.
Vorrichtung zur digitalen Kommunikation mit Spreizmodulation, welches senderseitig einen Codierer zum Spreizen von Datensignalen mit Spreizsequenzen (S) und empfängerseitig einen Decodierer nach einem der Ansprüche 8 bis 11 umfasst.